Sweep Tube OTL Monoblock
door Alan Kimmel
We weten dat buizenversterkers met transformatorgekoppelde uitgangen geweldig kunnen klinken, vaak beter dan solid-state versterkers die geen uitgangstransformator nodig hebben. Maar het is ook mogelijk om buizenversterkers te maken zonder uitgangstransformator, zoals de naam OTL (Output TransformerLess) aangeeft. Deze kunnen ook geweldig klinken. Voor sommigen van jullie die inefficiënte luidsprekersystemen hebben waar je gewoon geen afstand van kunt doen, is dit een project waar je warm voor kunt lopen.
De eerste commerciële OTL-versterker werd gemaakt door de Stephens Manufacturing Company. Hun OTL gebruikte 2A3-uitgangsbuizen. Het grootste nadeel van die OTL was dat er een speciale luidspreker van 500 ohm impedantie voor nodig was. Hoewel die OTL een lovenswaardige vroege stap was, kan deze niet worden vergeleken met OTL's die 8 ohm belastingen kunnen aandrijven. Het aandrijven van 8 ohm belastingen was de echte doorbraak in de ontwikkeling van OTL's. Elektronenbuizen waren nooit bedoeld om zo'n lage impedantie direct aan te sturen; theoretisch zou het niet mogelijk of praktisch zijn. Maar een goede OTL kan dit toch doen, en doet het goed. Het zijn deze twee kenmerken van OTL's die hen onderscheiden van alle andere versterkers en hen bijna magisch doen lijken:
- Hun uitstekende geluidskwaliteit en
- Het vermogen van elektronenbuizen om direct 8 ohm belastingen aan te sturen
De volgende en meest beroemde OTL's werden geproduceerd door de briljante Julius Futterman. Hij produceerde verschillende modellen. Zijn OTL's werken prima met standaard 8 ohm belastingen. Later produceerden bedrijven zoals New York Audio Labs en Fourier Components Futterman OTL's. Waarschijnlijk zullen er altijd bedrijven zijn die de fakkel van Futterman blijven dragen.
Momenteel zijn de meest bekende OTL's de Atma-Sphere OTL's. Deze OTL's zijn de eerste commercieel geproduceerde OTL's die gebruik maken van de Wiggins "Circlotron" uitgangstopologie. Een belangrijk voordeel van de Circlotron is dat het de uitgangstrap volledig gebalanceerd maakt—beide helften van de uitgangstrap zijn identiek. Dit maakt directe koppeling met de luidspreker mogelijk zonder dat er gelijkstroom door de luidspreker loopt.
Ontwerpbeslissingen
Allereerst moest ik bepalen wat de beste en meest efficiënte uitgangsbuis voor de taak is. Het werk van Julius Futterman deed mij denken dat sweep buizen ideale uitgangen zouden zijn. Destijds was de sweep buis van keuze type 6LF6. Ook was destijds de meest beschikbare triode kandidaat type 6AS7/6080. Het was geen wedstrijd—de 6AS7 kon niet concurreren met de kracht en efficiëntie van de machtige 6LF6. Ik veronderstel dat ik vergelijkbare resultaten had kunnen behalen met genoeg 6AS7's, maar ik wilde geen "miljoen" uitgangsbuizen gebruiken. (Bovendien vereist de 6LF6 slechts 2A verwarmingsstroom.)
Sweep buizen hebben laagspanningsschermroosters; 150V is voldoende voor de schermen van de meeste sweep buizen. Julius Futterman behaalde de grootste efficiëntie van de 6LF6 toen de schermspanning werd verhoogd tot nabij de maximale schermspanningsclassificatie van die buis (ongeveer 270V).
Op een gegeven moment was ik nieuwsgierig naar het effect van het gebruik van kleine 6JN6 buizen in plaats van type 6LF6. Ik veronderstelde dat ik ongeveer een derde van het vermogen zou krijgen en, jawel, dat is wat de 6JN6 buizen leverden (samen met een hogere uitgangsimpedantie).
Toen ik deze OTL enkele jaren geleden bouwde, waren 6LF6 buizen beschikbaar. Die buis werkt uitstekend in deze OTL, maar nu is die buis te duur en schaars, dus ik heb de OTL omgebouwd om type 6KG6 uitgangsbuizen te gebruiken. Dit type lijkt sterk op type 6LF6, het belangrijkste verschil is dat de 6KG6 een grote 9-pins "MAGNOVAL" basis heeft in plaats van 12 pins. De 6KG6 wordt momenteel geproduceerd door twee bedrijven: Svetlana en EI. Ik gebruik Svetlana's EL509/6KG6, geprijsd op $33 per stuk. (In Rusland staat Svetlana's 6KG6 bekend als type 6P45S.) EI's 6KG6 wordt door New Sensor gedistribueerd als type EL519/6KG6. Ik heb EI's 6KG6 nog niet in deze OTL geprobeerd, maar mijn eerdere ervaring met hun 6KG6 suggereert dat het ook een uitstekende performer is.
Mijn volgende taak was om de beste schakeltopologie te vinden. Zoals altijd wilde ik iets innovatiefs—waarom bestaande ontwerpen dupliceren? Ik wilde dat deze OTL uitstekende efficiëntie en prestaties zou hebben; gebalanceerde uitgang; de mogelijkheid om gebalanceerde of ongebalanceerde ingangen te accepteren; en bovenal compromisloze getrouwheid. Ik wilde een versterker die mij zou grijpen met een "je-bent-erbij" realisme; deze OTL doet dat.
Het was duidelijk dat de uitgangstrap een soort kathodevolger (CF) schakeling zou moeten zijn om de beste kans te hebben om een typische luidsprekerimpedantie zoals 8 ohm direct aan te sturen. Ik bewonder het pionierswerk van Julius Futterman. Zijn OTL-uitgangstrap topologie is van het "totem-paal" type, maar ik koos een uitgangstrap genoemd naar Mr. A.M. Wiggins, genaamd de "Wiggins Circlotron", omdat het voldeed aan al mijn voorkeuren voor de uitgangstrap. [Zie "New Amplifier has Bridge-Circuit Output" door D.J. Tomcik en A.M. Wiggins, AUDIO, nov. 1954, p. 17] Echter, alle bekende OTL-uitgangstrap topologieën kunnen goed klinken en goed presteren.
Aanvankelijk was ik van plan de uitgangsbuizen in standaard pentode-modus te laten werken door de schermen te voorzien van een gelijkstroomvoeding die de kathodes volgt. Maar dit had mogelijk een iets hogere gelijkstroomschermspanning vereist om een goede efficiëntie te bereiken. In plaats daarvan koos ik ervoor om de uitgangsbuizen op een efficiëntere manier te laten werken: het passieve apparaat voor de schermrooster voeding wordt gemoduleerd met hetzelfde aandrijf signaal als de stuurroosters van de uitgangsbuizen. Dit verhoogt de efficiëntie verder en transformeert de uitgangsbuizen in Super CF's. Je kunt het de "Augmented Mode" noemen als je wilt. De Augmented Mode biedt zeer goede efficiëntie met een relatief lage 225VDC op de schermen. Dus ik koos voor pentode CF's, wat trouwens is wat de oorspronkelijke Wiggins Circlotron versterkers gebruikten in hun uitgangstrap. Zo eindigde ik met een gebalanceerde Wiggins Circlotron uitgangstrap met sweep buis CF's die werken in deze "Augmented" modus.
Dat, plus het feit dat de uitgangsbuizen rusten bij ongeveer een derde van hun totale plaat dissipatieclassificatie, betekent dat ze conservatief worden bediend, maar toch efficiënt werken. De levensduur van de buis kan verder worden verlengd door de functieschakelaar (S-1) op "MUTE" te zetten: naast het dempen van het signaal verhoogt deze schakelaar ook de negatieve bias spanning naar de stuurroosters van de uitgangsbuizen, waardoor de kathode stroom wordt teruggebracht tot een fractie van de werkstroom. Daarom is "MUTE" eigenlijk een "MUTE/STANDBY". Ik denk dat alle versterkers een Mute/Standby schakelaar zouden moeten hebben. Een Standby-modus voor een SE-versterker zou geleidelijk en zeer soepel moeten functioneren omdat SE-uitgangstrappen geen common-mode onderdrukking hebben. [De Standby-functie zou een "Auto-Standby" kunnen zijn zoals volgt: nadat er gedurende een vooraf bepaalde tijd geen signaal is geweest, zou een kleine versterkerschakeling de Standby-modus activeren. De handmatige Mute-schakelaar zou ook de Standby-modus kunnen activeren, zoals het doet in deze OTL.
De Mute-functie is handig voor het aansluiten of loskoppelen van de ingangskabel naar de versterker terwijl de versterker aan staat. Dit bespaart de versterker onnodige stress bij het telkens in- en uitschakelen van de ingangskabels (namelijk naar de ongebalanceerde ingang). Omdat het een shunt-schakelaar is, is S-1 volledig buiten het signaalpad, behalve in de MUTE/STANDBY-positie, dus het heeft absoluut geen effect op het geluid. Ik denk dat alle versterkers ten minste een Mute-schakelaar zouden moeten hebben.
De volgende taak was om de beste front-end en driver circuits te verkrijgen. Ik wilde dat het zowel gebalanceerde als ongebalanceerde ingangen zou kunnen accepteren. De beste ingangstrap zou daarom een Mu-Stage moeten zijn die beide typen ingangen kan accepteren. Bijna elke dubbele triode die enkele mA kan verwerken, werkt voor V1. Ik raad type 6SN7 aan (mijn prototype heeft een 12AU7 voor V1).
Hoewel het niet vereist is, zou het goed zijn om de gloeidraad van V1 met gereguleerde gelijkstroom te voeden. Voor de pentode CF bovenop V1 koos ik voor type 6U8, een triode-pentode (V2). De triode van V2 is de fase-omkeerder voor de push-pull-trappen. Ik wilde een fase-omkeerder waarvan de AC-balans nooit verandert, omdat deze OTL enigszins gevoelig is voor zijn interne AC-balans. Als de interne AC-balans niet in orde is, ontstaat er een lichte DC-uitgangsverschuiving. Toen dit probleem zich voordeed bij andere fase-omkeerders die ik probeerde, was dit effect blijkbaar onhoorbaar, maar het zorgde er wel voor dat er een beetje extra verspilde gelijkstroom door het uitgangscircuit en de luidspreker werd gestuurd.
De oplossing was het gebruik van de split-load cathodyne (ook bekend als "Concertina") fase-omkeerder. (Overigens was dit de favoriete fase-omkeerder van Julius Futterman.) De AC-balans hiervan wordt uitsluitend bepaald door de verhouding van de waarden van de anode- en kathodeweerstanden, en niet door de versterking van de buis, veroudering van de buis, of iets anders. Een ander voordeel van deze configuratie is dat zelfs als een "gebalanceerd" ingangssignaal niet goed gebalanceerd is, de interne AC-balans van de OTL niet wordt beïnvloed.
Sommige mensen denken dat de split-load fase-omkeerder een gebrek aan balans vertoont bij hoge frequenties. Dit is simpelweg niet waar wanneer de twee uitgaande belastingsimpedanties te allen tijde gelijk zijn. Denk erover na: als de stroom die door de anode- en kathodecircuits stroomt precies hetzelfde is (wat waar is in deze fase-omkeerder), moet de prestatie van beide uitgangen ook identiek zijn. De reden waarom sommigen een lichte onbalans hebben gemeten bij hoge frequenties, is omdat de shuntbelastingcapaciteiten niet helemaal gelijk waren. Voor gedetailleerde verdedigingen van deze fase-omkeerder, zie "Notes on the Cathodyne Phase-Splitter" door Albert Preisman, AUDIO, april 1960, p.22; en "Choosing The Phase Inverter" (Deel 1) door Norman H. Crowhurst, RADIO-ELECTRONICS, augustus 1957, p.49. Over NFB in versterkers: De combinatie van een uitgangstransformator met NFB kan problematisch zijn vanwege de faseverschuivingen van de transformator bij beide frequentie-extremen. Zonder een transformator hoeft NFB niet de boeman te zijn die sommigen denken dat het is. Iemand zal zeggen dat solid-state versterkers NFB hebben en geen transformator, maar dat ze toch scherp of onaangenaam kunnen klinken. Daarop zou ik willen zeggen: de open-loop gain van een typische solid-state versterker is enorm en dit is een groot deel van de reden waarom veel solid-state versterkers klinken zoals ze doen. Al deze nadelen worden vermeden in OTL's; hun open-loop gain is veel lager dan die van typische solid-state versterkers. In tegenstelling tot andere soorten versterkers, kunnen OTL's goed presteren met NFB, zoals de Futterman OTL's aantonen.
Na de ingangsfase had ik een stuurtrap nodig met voldoende open-loop spanningsversterking plus een groot spanningsbereik om aan de uitgangstrap te leveren. Ik wilde NFB rond de uitgangstrap zelf. De ideale uitgangstrap zou een spanningsvolger zijn om de uitgangsimpedantie te minimaliseren en maximale controle over de luidsprekerbelasting te bieden. De uitgangstrap van deze OTL is eigenlijk een gebalanceerd paar buffers. Elk wordt gevoed door zijn eigen differentiële versterker (V3 & V4, respectievelijk). Het stuursignaal wordt toegepast op de niet-inverterende ingang van elke differentiële versterker en 100% NFB wordt toegepast op de inverterende ingangen. Het V3/V4 differentiële versterkerpaar heeft een extra functie: een gemodificeerde, zogenoemde "phase compressor" is ingebouwd in deze trap, waardoor de uitgangsimpedantie van deze trap en het algehele ruisniveau worden verminderd. (Voor meer over de "phase compressor", zie Langford-Smith's Radiotron Designer's Handbook, p.528.)
De B+ voor V3B, V4B, V5, & V6 is gebootstrapt om een hogere B+ spanning te benaderen, zodat deze trappen grote spanningsbereiken kunnen leveren wanneer dat nodig is. Deze bootstrapping wordt eenvoudig bereikt door de B+ voor deze trappen te halen uit de zwevende voedingen.
Vervolgens is er het paar CF's, V5 & V6, die de uitgangsbuizen aansturen. Voor maximale output is het noodzakelijk om de uitgangsbuizen in rasterstroom te kunnen sturen. Dit vereist een CF met zijn uitgang direct gekoppeld aan de rasters van de uitgangsbuizen. Voor deze trap wil je een paar triodes die een goede stroomverwerkingscapaciteit hebben, veel transconductantie (gm), en die 300V kunnen verdragen. Een paar 5687's gaven uitstekende prestaties. Een paar 7119's gaven ook uitstekende prestaties. Eigenlijk is een enkele 5687 (of 7119) voldoende. (Als je hier slechts één buis gebruikt, moet zijn gloeidraad worden gevoed door een gloeidraadwikkeling anders dan die van de zwevende voedingen. In dat geval kan een 6V of 12V wikkeling worden gebruikt voor deze buis.) De anode van deze V5/V6 triode CF trap volgt zijn kathode, wat analoog is aan het scherm van een pentode CF die zijn kathode volgt. Dit zorgt ervoor dat een triode CF presteert als een pentode CF.
Een voetnoot over rasterstroom: wanneer rasterstroom zal worden ondervonden, wil je geen grootwaarden raster stopper (gs) weerstanden aan de rasters van de uitgangsbuizen, aangezien dit hun rasterstroom te veel zou kunnen beperken; voor de meeste buizen (behalve de paar zogenaamde "zero-bias" types) heb ik 150 ohm gevonden als een goede universele waarde voor gs-weerstanden.
De bias-spanning wordt afgeleid van zowel gereguleerde als ongereguleerde bronnen, wat resulteert in een semi-gereguleerde bias-spanning. Als de bias-spanning 100% gereguleerd is, stijgt en daalt de plaatstroom van de eindbuizen naargelang de AC-netspanning respectievelijk stijgt en daalt. Als de bias-spanning helemaal niet gereguleerd is, gebeurt het tegenovergestelde: de plaatstroom daalt en stijgt naargelang de AC-netspanning stijgt en daalt. (Een van deze situaties is waarschijnlijk van toepassing op de meeste buizenversterkers.) Ik ontdekte dat een semi-gereguleerde bias-spanning de plaatstroom van de eindtrap redelijk constant houdt, ondanks veranderingen in de AC-netspanning.
Het OTL-schema is weergegeven in Figuur 2.
Elke monoblock OTL (Output TransformerLess) zou op twee chassis moeten worden gebouwd: één voor de versterkercircuitry en één voor de voeding. Dit is de beste manier om de meeste versterkers te bouwen, een techniek die beroemd werd door de klassieke MacIntosh-versterkers uit de eerste gouden eeuw van de buizenversterkers. Deze twee-chassis techniek minimaliseert ruis, maakt de constructie eenvoudiger en vergemakkelijkt het hanteren van de versterker. Gebruik connectors om het voeding-chassis met het versterker-chassis te verbinden; gebruik voor de veiligheid vrouwelijke connectors voor de voeding en mannelijke connectors voor de versterker. Gebruik een connector met hoge stroomcapaciteit om de stroom naar de filamenten en platen van het uitgangsstadium te leveren (d.w.z. de zwevende voedingen). Een connector met lagere stroomcapaciteit kan de stuurcircuits voeden.
De meeste condensatoren van de voeding moeten in/op het versterker-chassis worden geplaatst. De stippellijnen op de voedingsschema's tonen deze verdeling, d.w.z. de componenten links van de stippellijn moeten in/op het voeding-chassis worden gemonteerd, terwijl de componenten rechts van de stippellijn in/op het versterker-chassis moeten worden gemonteerd.
De zwevende voeding voor het uitgangsstadium wordt weergegeven als Figuur-3. Twee van deze voedingen zijn per monoblock vereist. Elke 130VAC-wikkeling wordt geleverd door een isolatietransformator met een rating van 3A (een hogere stroomcapaciteit zou natuurlijk zorgen voor een stijvere plaatvoeding en een hoger uitgangsvermogen van de OTL). In plaats van twee afzonderlijke isolatietransformatoren per monoblock, geloof ik dat er enkele transformatoren bestaan met twee 130V secundaire wikkelingen; een van deze zou voor elk monoblock kunnen worden gebruikt. Na gelijkrichting en filtering levert 130VAC ongeveer 180VDC voor de platen van de uitgangenbuizen. Omdat de secundaire wikkelingen van de isolatietransformatoren de OTL-uitgang volgen in een Circlotron-uitgangsstadium, zou het ideaal zijn om isolatietransformatoren te gebruiken die een lage capaciteit hebben van primair naar secundair, d.w.z. "hoog geïsoleerde" transformatoren. Maar de lage uitgangsimpedantie van de versterker zou het mogelijk moeten maken om ook te werken met gewone isolatietransformatoren.
De ruwe B+ voor de twee schermvoedingen wordt afgeleid van een vol-golf spanningsverdubbelaar die zijn stroom betrekt van, en is gerefereerd aan, elke bijbehorende plaatvoeding. De twee schermvoedingen zouden onafhankelijk van de plaatvoedingen kunnen worden gevoed, maar ik koos voor een economischere methode.
De regelaar van elke schermvoeding is bevestigd aan grote koellichamen, aangezien het veel stroom moet afvoeren (een van deze koellichamen is zichtbaar op de foto van het prototype en is iets groter dan noodzakelijk). Ik koos een IRF710 als regelaar voor de schermvoeding vanwege de lage ingangscapaciteit (Ciss). [Iets in een TO-3P of TO-247 pakket met lage Ciss zou ideaal zijn.]
Ik raad één 7A of 8A SLO-BLO-zekering aan om wisselstroom naar alle voedingen in één monoblock te voeren. Een andere kleine zekering (3/4A tot 1A) wordt aanbevolen om de voorkant-voeding te voeden.
De primaire wikkelingen van elke transformator moeten gepolariseerd worden. Dit wordt als volgt gedaan:
- Verbind een hoog-impedantie AC-voltmeter tussen aardingsaansluiting en het voeding-chassis.
- Verbind een AC-testkabel met een van de transformatoren.
Steek de kabel in het stopcontact en noteer de meterstand.
- Draai de polariteit van de testkabel om en herhaal stap 2.
- Een van de twee polariteiten zal een lagere spanning opleveren.
Dat is de voorkeurspolariteit voor die transformator. Markeer de primaire aansluitingen van die transformator dienovereenkomstig. 5. Herhaal stappen 1 t/m 4 voor elke transformator. Tijdens het testen van de polariteit van elke transformator, mogen de andere transformatoren niet met de AC-lijn zijn verbonden.
Wees uiterst voorzichtig en neem veiligheidsmaatregelen tijdens deze procedure! De voordelen van deze "primaire polarisatie" zijn tweeledig:
- Verbeterde betrouwbaarheid en veiligheid.
- Mogelijk ook een verbeterd geluid.
Deze procedure, jaren geleden voor het eerst getoond door Tom Tutay, is een goed idee voor alle versterkers. Na het bekabelen van de primairen verbond ik het voeding-chassis met de aardingsaansluiting van de AC-kabel en plaatste een 0,47 Megohm weerstand van het voeding-chassis naar de voeding-aarding.
Om conservatief te zijn noem ik dit een 150W versterker. Hoewel ik het prototype monoblock met 8 uitgangsbuizen bouwde, kun je 2, 4, 6, 8, 10, 12 of 14 buizen gebruiken, afhankelijk van hoeveel vermogen je wilt. Beide zijden van het uitgangsstadium moeten uiteraard een gelijk aantal buizen hebben. Bij het gebruik van minder uitgangsbuizen zal de uitgangsimpedantie iets hoger zijn.
Ik raad aan om de uitgangsbuisvoeten ongeveer 7,5 cm uit elkaar te plaatsen en van alles anders voor een goede koeling. MAGNOVAL buisvoeten zijn vereist voor deze uitgangsbuizen. Merk op dat Magnoval pinnen groter zijn dan de meer gangbare "Novar" pinnen. Chassis-montage Magnoval voetstukken worden verkocht door Svetlana als hun onderdeelnummer SK509 voor $2,00 elk op het moment van schrijven. Antique Electronic Supply verkoopt ook dit voetstuk als onderdeelnummer P-ST9-509. Het is 100% keramisch en vereist zorgvuldige montage om breuk te voorkomen. Ik monteerde de voetstukken bovenop het chassis met een dunne fiber-washer tussen elke schroefkop en de voet. Panhead-schroeven worden aanbevolen.
Billington Export Limited uit Engeland is een andere bron van Magnoval voetstukken. Hun adres is:
Over de plaatkappen, ook wel bovenkappen genoemd: De bovenkap van het type 6KG6 heeft een diameter van 6,35 mm. Dit is de kleinste maat, zoals gebruikt door 6J7- en 6K7-buizen. Svetlana heeft nu een geschikte plaatkap, hun onderdeelnummer is PC509. Billington Export Ltd heeft ook een geschikte bovenkap, hun onderdeelnummer is TC12E1. Een andere optie is om de uiteindeklemmen van zekeringhouders te gebruiken. Sommige mensen solderen de plaatleiding eenvoudigweg aan de bovenkap van de buis (hoewel dit de garantie van de buis kan ongeldig maken). Zorg er in ieder geval voor dat de verbinding van de bovenkap goed is geïsoleerd.
Figuur-4 toont het voedingsschema van de front-end. Figuur-5 toont een optionele indicator die oplicht wanneer de OTL in de MUTE/STANDBY-modus staat. Een knipperende LED herinnert de gebruiker eraan dat hij de OTL op MUTE heeft gezet; anders kan hij terugkomen bij de OTL en zich afvragen waarom hij niets hoort. Er zijn veel mogelijke manieren waarop de knipperende LED kan worden gevoed; Figuur-5 toont twee methoden.
Het wordt sterk aanbevolen om een snel-blow zekering in serie te plaatsen met een leiding van de luidspreker. Dit OTL-prototype is betrouwbaar en probleemloos geweest, maar de luidsprekerzekering biedt een extra veiligheidsmarge.
Een andere veiligheidsmarge wordt geboden door de kleine 150 ohm 1/4 W filmweerstanden die naar het suppressorrooster (rooster #3) van elke uitgangsbuis gaan. De enige functie van de suppressorroosterweerstand is om te fungeren als zekering in het onwaarschijnlijke geval van een kortsluiting van het suppressorrooster naar de plaat van de buis. Als groep waren sweepbuizen gevoeliger voor dit type kortsluiting dan andere buizen. Ik noem deze rampenpreventieweerstanden "kortsluitstoppers" (ss). Vervang deze niet door weerstanden met een hoger vermogen of geen filmweerstanden. Een elegantere oplossing zou zijn om zelfherstellende PTC (positieve temperatuurcoëfficiënt) thermistors te gebruiken in plaats van de ss-weerstanden. Dergelijke apparaten worden ook wel "zelfherstellende zekeringen" genoemd. Hoewel de uitstekende constructie van de momenteel geproduceerde 6KG6-buizen een interne kortsluiting onwaarschijnlijk maakt, kan het geen kwaad om de ss-weerstanden (of PTC-thermistors) te hebben.
Omdat er slechts één bias-instelling is, is het noodzakelijk om een gematcht octet uitgangsbuizen per monoblock te gebruiken. Als je geen gematcht octet kunt vinden, zijn twee gematchte kwartetten de volgende beste optie.
Aanpassingen en Bediening
Als het ooit nodig is om het biasspanningsbereik te wijzigen, verander dan de waarde van de biasbereik-weerstand "Rbr", weergegeven als 62K in Fig.2: een hogere waarde geeft een grotere biasspanning, en vice versa. Situaties waarin een ander biasspanningsbereik nodig is:
- Het gebruik van andere triodes dan type 5687 voor V5 & V6.
- Het gebruik van verschillende merken uitgangsbuizen.
Stel de BIAS-potmeter in op maximale weerstand, en de DC- en AC BAL-potmeters in het midden. Sluit nog geen belasting aan op de OTL. Met de functiekeuzeschakelaar op UNBAL, stel je de bias zo in dat er gemiddeld ongeveer 77 mA door elke uitgangsbuisplaat stroomt, wat ongeveer 77 mVDC over elke 1 ohm plaatweerstand oplevert. (Je kunt pin-aansluitingen installeren voor de 1 ohm weerstanden. Ik installeerde een eenvoudig meter-circuit in het prototype om de spanning over de 1 ohm weerstanden te controleren.)
Vervolgens stel je DC BAL in voor een minimale uitgangsafwijking. Sluit daarna een dummy-belasting aan op de OTL. Voer vervolgens een 1 kHz sinusgolf in de OTL in, met een uitgang van ongeveer 10Vrms en stel AC BAL in voor minimale DC-uitgangsafwijking. Controleer vervolgens de BIAS en DC BAL opnieuw. Wanneer de uitgangsbuizen of V5 en V6 worden vervangen, moeten de BIAS en DC BAL opnieuw worden afgesteld.
Let op: Bij het testen van een OTL op de werkbank, vooral bij testen van de uitgangsvermogen in steady-state, voer je geen sinusgolf of andere herhalende golfvormen langer door de OTL dan absoluut noodzakelijk is om slijtage aan de uitgangsbuizen te minimaliseren.
Vier ohm belastingen zijn niet de beste belasting voor een OTL. (In feite kunnen 4 ohm belastingen zwaar zijn voor ELKE versterker.) Deze OTL kan een 4 ohm belasting aandrijven, maar het is geen ideale match. Het direct aandrijven van 8 ohm belastingen is al een prestatie voor buizen, maar vragen om buizen om direct 4 ohm belastingen aan te sturen is veel gevraagd.
Ik raad aan om soft-start apparaten te gebruiken voor de meeste versterkers (inclusief deze), vooral voor versterkers met een duur uitgangsstadium.
Het is goed om de OTL in de MUTE/STANDBY-modus te hebben terwijl deze opwarmt.
Het is ook een goed idee om aparte AC-lijnen te installeren voor vermogensversterkers, vooral als de versterkers wat vermogen kunnen leveren.
Audioliefhebbers melden dat het luisteren naar muziek via deze OTL een schone, strakke, moeiteloze, en vooral zeer muzikale versterker onthult over het hele geluidspectrum.
Een paar specificaties:
Metingen gedaan aan het prototype bij 1 kHz en met een belasting van 8 ohm, behalve waar anders vermeld.
Prestaties met 8 uitgangsbuizen:
Frequentierespons (gerelateerd aan 10W @ 1kHz): 16Hz tot 26kHz binnen 0,3dB
Continu uitgangsvermogen:
- 230W RMS bij 16 ohm
- 210W RMS bij 8 ohm
- 140W RMS bij 4 ohm (door voeding beperkt)
Opmerking: Toen ik de metingen van het maximale uitgangsvermogen deed, zakten de plaatspanningen van het uitgangsstadium aanzienlijk. De schermspanningen (die hun voeding krijgen van de plaatspanningen) daalden ook enigszins.
THD (Total Harmonic Distortion):
- 0,08% bij 5W RMS
- 0,30% bij 50W RMS
- 0,35% bij 150W RMS
Uitgangsimpedantie: ~ 0,5 ohm
Ingangsgevoeligheid:
- Ongebalanceerde ingang: 1,7 Vrms ingang voor volledig uitgangsvermogen
- Gebalanceerde ingang: 2 * 0,85Vrms ingang voor volledig uitgangsvermogen
Totale rustvermogensafgifte van alle buizen, inclusief verwarmers, ~ 240W. (Nog minder in Standby-modus.)
Prestaties met 6 uitgangsbuizen:
Continu uitgangsvermogen ~ 160W RMS bij 8 ohm
THD:
- 5W ~ 0,20%
- 50W ~ 0,37%
- 100W ~ 0,40%
Uitgangsimpedantie ~ 0,6 ohm
Prestaties met 4 uitgangsbuizen:
Continu uitgangsvermogen ~ 115W RMS bij 8 ohm
THD:
- 5W ~ 0,20%
- 50W ~ 0,55%
- 100W ~ 0,80%
Uitgangsimpedantie ~ 0,8 ohm
Opmerking: Particulieren mogen dit project voor eigen gebruik bouwen. Als je dit eigen ontwerp commercieel wilt gebruiken, neem dan contact op met Alan Kimmel voor licenties. Licenties omvatten consultatie, verbeteringen en updates, en meer.