MU STAGE FILOSOFIE
door Alan Kimmel
"Mu-mode" versterkertrappen zijn niet nieuw. Wat relatief uniek is, is het gebruik van een pentode kathodevolger (CF) of MOSFET source volger (SF) als het bovenste apparaat van een seriële versterkertrap. Het doel van het gebruik van een pentode CF bovenaan in plaats van een triode CF is niet om betere cijfers te behalen (hoewel een pentode CF of een MOSFET SF betere cijfers kan behalen), maar om beter geluid te bereiken door de onderste buis, een triode spanningsversterker, de hoogst mogelijke belastingsimpedantie te geven zoals uitgelegd in het Mu Stage artikel. Als de onderste buis wordt belast met de hoogst haalbare impedantie, zal de onderste buis maximale SONISCHE vrijheid hebben om te doen wat hij wil, hoe subtiel ook. Zo wordt elke nuance, elk detail van de muziek nauwkeurig gereproduceerd.
Wanneer gebruikt als stroomversterkers in plaats van spanningsversterkers, dat wil zeggen, wanneer gebruikt als CF's en SF's, worden pentodes en MOSFET's zeer nauwkeurig. De transconductantie (gm) van een pentodetrap blijft relatief constant ondanks veranderingen in de spanning tussen plaat en kathode. Dit is zeer wenselijk voor een CF en draagt bij aan de uitstekende sonische nauwkeurigheid van de pentode CF. Een vermogens-MOSFET behoudt een nog constantere gm, wat ook ten goede komt aan de MOSFET SF.
Wanneer het bovenste apparaat een MOSFET SF is, worden extra belangrijke parameters veel verbeterd, zoals Z-uit en maximale spanningsuitslag, plus natuurlijk het extra voordeel van geen gloeidraad voor het bovenste apparaat. Een ander voordeel is de Power Supply Rejection (PSR), dat wil zeggen het vermogen van een circuit om niet beïnvloed te worden door ruis en variaties in de voeding. PSR is uitstekend met een pentode CF en nog beter met een MOSFET SF. Dit is handig wanneer de voeding niet gereguleerd is. De PSR van een MOSFET is zo groot dat het enige voordeel van het regelen van de voeding zou zijn om andere circuits die door dezelfde voeding worden aangedreven ten goede te komen.
In het hoog aangeschreven boek VACUUM TUBE AMPLIFIERS van Valley en Wallman wordt gesteld dat pentode CF's een goede lineariteit hebben. Dit wordt bevestigd door metingen en luistertests. De MOSFET SF heeft zich eveneens bewezen als een zeer nauwkeurige volger. Dit zijn de redenen waarom we pentode CF's en MOSFET SF's gebruiken in onze Mu Stages.
Triodes zijn de meest nauwkeurige spanningsversterkers, vooral wanneer ze worden belast met de hoogst mogelijke impedantie. Pentodes en MOSFET's zijn de beste stroomversterkers, en door elk apparaat te gebruiken voor wat het het beste doet, ontstaat er een superieure sonische nauwkeurigheid.
Ik ben al geïnteresseerd in audioversterkertrappen met een actieve plaatweerstand sinds ik voor het eerst zo'n circuit hoorde. Meteen wist ik dat ze iets bijzonders waren. In de loop der jaren heb ik geprobeerd dit type circuit te optimaliseren, en dit artikel schetst veel van de dingen die ik heb geleerd.
Het eenvoudigste voorbeeld van een trap met een actieve plaatweerstand is het bekende circuit in Fig. 1. Dit circuit wordt aangeduid met namen zoals TTSA (two-tube series amplifier) en SRPP (shunt-regulated push-pull). V1 en V2 zijn identieke typen, en Rk1 en Rk2 hebben dezelfde waarde om de rustplaatspanning van V1 op ongeveer de helft van de B+ spanning te houden. V1 is de spanningsversterker, en V2 functioneert als de actieve plaatweerstand voor V1 door de spanning die over Rk2 valt te detecteren.
Wanneer het ingangssignaal naar het rooster van V1 positief gaat, geleidt V1 sterker en neemt de spanningsval over Rk2 toe, wat op zijn beurt ervoor zorgt dat V2 minder geleidt. Wanneer het signaal aan het rooster van V1 negatief gaat, geleidt V1 minder en neemt de spanningsval over Rk2 af, waardoor V2 sterker geleidt. Dit circuit probeert in het algemeen een netto stroomverandering van nul te handhaven, een toestand die ook wel bekend staat als constante stroom.
Is het een C.C.S? Waarom zouden we überhaupt constante stroomwerking willen? Oude elektronica-handboeken stellen dat hoe hoger de belastingimpedantie van een versterkertrap, hoe lineairder de versterkertrap zal zijn. Dan zou de ideale belastingimpedantie voor een triode oneindig hoog zijn. Een open circuit heeft een oneindig hoge impedantie. Maar we kunnen geen open circuit gebruiken als plaatweerstand voor onze triode, omdat de triode niet zou kunnen werken als er helemaal geen stroom was.
We hebben hier een dilemma. Wat we nodig hebben, is een plaatweerstand die V1 van de stroom kan voorzien die het nodig heeft om te werken, en tegelijkertijd (idealiter) de impedantie van een open circuit produceert. Toevallig heeft de ideale constante-stroombron een oneindige impedantie.
Daarom willen we onze triode V1 voorzien van een zo constant mogelijke stroom. Op die manier krijgt V1 de stroom die nodig is om te werken, terwijl het tegelijkertijd de hoogst mogelijke belastingimpedantie ziet. En als V1 de hoogst mogelijke belastingimpedantie ziet, kan het op de meest lineaire manier werken.
In het verleden heeft ten minste één bekende fabrikant beweerd dat V2 (Fig. 1) een constante-stroombron (C.C.S) is. Maar is het echt een C.C.S? Een eenvoudige manier om een trap te testen op constante stroomwerking is om tijdelijk een kleine 100uF elektrolytische condensator over Rk1 te plaatsen. Als V2 een echte C.C.S is, zal er weinig tot geen verandering in versterking optreden. Wanneer dit bij Fig. 1 wordt gedaan, faalt V2 de test. Het komt zelfs niet in de buurt van constant zijn. In het beste geval is het "semi-constant."
De reden waarom V2 geen constante stroom kan leveren, is omdat het niet genoeg versterking heeft om adequaat te reageren op de kleine spanningsveranderingen die optreden over Rk2. We hebben twee opties om dit probleem op te lossen: (a) voeg een grote weerstand toe in serie met Rk2 om V2 van meer signaal te voorzien, of (b) verhoog de versterking van V2 drastisch.
De eerste oplossing is een ander circuit dat bekend is bij de lezers van GA, de "Mu-Follower" (Fig. 2). Opnieuw zijn V1 en V2 identiek en hebben Rk1 en Rk2 dezelfde waarde, waardoor dezelfde hoeveelheid spanning over beide buizen wordt gedropt. Weerstand Rp is veel groter dan Rk2 en staat nu in serie met Rk2, waardoor V2 een groter signaal zal zien dan in de TTSA/SRPP-trap. De Mu Follower is een echte stap vooruit. Het benadert echte constante stroomwerking en is een grote verbetering ten opzichte van Fig. 1.
Fig. 2 heeft echter enkele belangrijke beperkingen. Vanwege de relatief grote DC-spanning die over Rp wordt gedropt, is de maximale uitgangsspanningsschommeling van Fig. 2 beperkt. Dit kan geen probleem zijn in apparaten zoals voorversterkers, waar de signalen nooit erg groot zijn, maar als de toepassing grote spanningsschommelingen omvat (zoals in eindversterkers), kunnen we problemen krijgen. De enige manier om de uitgangsspanningsschommeling van Fig. 2 te vergroten, is door een hogere B+ te gebruiken.
De tweede oplossing hierboven kan eenvoudig worden gerealiseerd door van V2 een pentode te maken (Fig. 3). Nu heeft V2 genoeg versterking om adequaat te reageren op het kleine signaal dat over Rk2 ontstaat, en er is geen grote Rp-weerstand die veel DC-spanning laat vallen. In dit circuit zullen Rk1 en Rk2 waarschijnlijk niet dezelfde waarde hebben. Je kunt Fig. 3 beschouwen als een aangepaste TSA/SRPP, een die een pentode gebruikt voor de bovenste buis. In tegenstelling tot de volledig triode TTSA/SRPP van Fig. 1, benadert het circuit van Fig. 3 een echte constante-stroomwerking. Als je een triode-enthousiast bent, haak dan alsjeblieft niet af. In de circuits van dit hele artikel is V1, de spanningsversterker, een triode.
Pentode Mogelijkheden
Al mijn ontwerpen/diagrammen bevatten grid stopper (GS) weerstanden in serie met elk rooster, te beginnen met Fig. 3. Het is goed om GS-weerstanden in alle audiocircuits te gebruiken om parasitaire oscillaties te onderdrukken. Een waarde van 150 bij lijnversterker- en stuurbuizen levert goede resultaten op.
Hoewel het geen nieuw idee is, is het gebruik van een pentode voor de bovenste buis grotendeels genegeerd. Maar ik vind dat het uitstekende resultaten oplevert. Bij correct gebruik zijn pentodes in staat tot een extreem transparante geluidsweergave. De Futterman-versterkers gebruiken uitsluitend pentodes.
Het circuit van V2 in Fig. 3 zal voor sommige lezers bekend voorkomen. Het is gebruikt met vermogenspentodes om "single-ended push/pull" vermogensuitgangstrappen te maken. Voor zover ik weet, heeft echter nog niemand dezelfde techniek toegepast op voorversterker-, lijnversterker- of stuurbuizen circuits. Dit doen kan uitstekende prestaties opleveren; ik denk zelfs dat je meer voordelen kunt behalen door deze techniek toe te passen op voorversterker-, lijnversterker- en stuurbuizencircuits dan wanneer je het toepast op een vermogensuitgangstrap.
Zijn CF’s slecht?
Maar we moeten niet stoppen bij Fig. 3. Nog betere prestaties worden behaald met Fig. 4, het circuit waar dit artikel over gaat. Het is mogelijk om de versterking van Fig. 4 dichter bij de mu van V1 te brengen dan in enige van de vorige circuits, wat zou aangeven dat V1 een meer constante stroom krijgt.
Bovendien heeft het circuit van Fig. 4 een lagere uitgangsimpedantie dan enig van de vorige circuits, aangezien V2 nu een aparte kathodeweerstand (Rk2A + Rk2B, of simpelweg Rk2) naar aarde heeft. Het is mogelijk om een geaarde kathodeweerstand toe te voegen aan V2 in Fig. 3, maar Fig. 4 zou nog steeds beter zijn omdat Fig. 4 de weerstand Rp heeft. Maar nu kan Rp een veel kleinere waarde hebben dan in Fig. 2. Een reden voor Rp in Fig. 4 is dat V2 een iets groter signaal kan ontvangen dan V2 in Fig. 3. Naast het helpen om de uitgangsimpedantie te verlagen, helpt dit ook om de meest constante stroom te leveren. We willen echter niet dat de waarde van Rp te groot is, omdat we niet willen dat er te veel DC-spanning over Rp valt, wat de maximale uitgangsspanning zou beperken.
V2 is een kathodevolger (CF). Een van de laatste hypes is om CF's te bekritiseren, maar sommige van de beste high-end audioapparatuur die ooit is gemaakt, gebruikt CF's. Een goed ontworpen CF is in staat tot uitstekende prestaties. Een kathodevolger is geen spanningsversterker. In plaats daarvan kan het worden beschouwd als een stroomversterker met een zeer hoge ingangsimpedantie. Met de term "stroomversterker" bedoel ik dat de CF in staat is om veel stroom aan de belasting te leveren.
De tri-pent Mu
Terwijl ik het over kathodevolgers heb, geloof ik dat pentode CF's serieuze overweging verdienen. Een pentode CF heeft verschillende voordelen ten opzichte van triode CF's, waaronder een lagere ingangs-capacitantie, een grotere spanningsuitslag, een lagere uitgangsimpedantie en een lagere demping. Ik denk dat pentodes beter geschikt zijn voor CF-diensten dan voor enig ander gebruik.
Hoewel pentodes de beste CF's maken, zou de onderste buis, V1, een triode moeten zijn omdat het laten werken van een triode met constante stroom ervoor zorgt dat deze maximale lineariteit bereikt. Als je van V1 een pentode zou maken, zou je een extreem hoge spanningsversterking hebben. En hoewel iemand zou kunnen denken om dat te benutten om een phono-voorversterker te bouwen, moet je in gedachten houden dat een pentode-voorversterker minder lineair kan zijn als deze met constante stroom werkt. Voor de beste resultaten, houd V1 een triode en V2 een pentode.
Bij gebrek aan een betere naam noem ik Fig. 4 een "Mu Stage" omdat de versterking heel dicht bij de mu van V1 ligt. Een eenvoudige definitie van mu is de spanningsversterking die een buis heeft wanneer deze met constante stroom werkt.
De Mu Stage maakt gebruik van bootstrapping om constante stroom te bereiken. Bootstrapping zorgt ervoor dat een bepaalde weerstand een wisselstroom-, of dynamische, weerstand krijgt die veel groter is dan zijn ohmse weerstand. Je zou kunnen zeggen dat deze weerstand zichzelf "optrekt" (in waarde) aan zijn eigen bootstraps. Rp is de weerstand die wordt gebootstrapt. Deze bootstrapping wordt gerealiseerd door kathodevolger V2.
Booting Data
Laten we zeggen dat er een signaal in het circuit wordt gevoed. Het signaal zal verschijnen bij de plaat van V1 (de onderkant van Rp). Datzelfde signaal wordt ook doorgegeven aan onze zeer betrouwbare pentode CF. De uitgang van de CF wordt vervolgens doorgegeven aan de bovenkant van Rp. Dit zorgt ervoor dat de bovenkant van Rp de onderkant volgt, en de spanning over Rp verandert nauwelijks. Daarom heb je een constante spanning over een constante weerstand. Een constante spanning gedeeld door een constante weerstand resulteert in een constante stroom. En hoewel niemand een perfecte CC kan maken - dat wil zeggen, een die 100% constant is, kunnen we heel dichtbij komen.
De mate van bootstrapping (en dus de dynamische waarde van Rp) wordt bepaald door de spanningsversterking van de CF, zoals gegeven door deze formule:
Als de kathodevolger een triode is, is een typische waarde voor Av(CF) 0,9. Laten we zeggen dat Rp een weerstand van 6,8k heeft. Als we alles invullen in de formule, krijgen we 6,8k gedeeld door 0,1 = 68k, een vertienvoudiging. Dus 68k is de dynamische waarde van Rp. Niet erg indrukwekkend, maar het plaatje verandert wanneer we een pentode kathodevolger gebruiken. Voor een pentode kathodevolger kan Av(CF) 0,995 zijn (of zelfs hoger in sommige gevallen).
Als we dit in de bootstrap-formule invullen, zouden we 6,8k gedeeld door 0,005 = 1,36M krijgen, de nieuwe dynamische waarde van Rp. Dat is 200 keer hoger dan 6,8k (20 keer hoger dan wat de triode CF Rp zou kunnen verhogen). Hoe dichter de CF-versterking bij één ligt, hoe meer het de waarde van Rp kan vermenigvuldigen. In feite, als de CF-versterking precies één zou zijn, zou er vrijwel geen limiet zijn aan zijn vermogen om de waarde van Rp te vermenigvuldigen. Dus een pentode CF kan een meer constante stroom leveren dan een triode-type.
Mogelijke pentodes
Je zou kunnen zeggen: "Waarom geef je V1 niet gewoon een vaste plaatweerstand van 1,3M en laat je V2 weg?" Deze aanpak heeft echter verschillende nadelen. Bijvoorbeeld, V1 zou werken met een zeer lage stroom, wat betekent dat hij, naast een zeer hoge uitgangsimpedantie, een vrij beperkte bandbreedte zou hebben. Het verhogen van de stroom naar een geschikte waarde zou een zeer hoge B+ vereisen. Aangezien V1 een zeer hoge uitgangsimpedantie zou hebben, zou je het toch aan een CF moeten koppelen, dus waarom niet de hier getoonde methode gebruiken? Bovendien, als de ohmse waarde van Rp in het bovenstaande voorbeeld aanzienlijk meer was dan 6,8k (bijvoorbeeld 22k), zouden we met de pentode CF een equivalente weerstand hebben die meerdere malen groter is dan 1,36M.
Om een Mu Stage te bouwen, kies eerst een triode voor V1 met een mu die gelijk is aan de gewenste spanningsversterking. Ik raad de 12AX7, 6SL7, 6DJ8 of 6SN7 aan. Kies vervolgens een pentode met een hoge transconductantie voor V2 met hogere stroomwaarden dan de triode. (Onthoud dat V2 op een hogere stroom werkt dan V1 vanwege de aparte kathodeweerstand van V2.) Voor pentode V2 stel ik de 6JC6, 6888, 12BY7 of 12GN7 voor. Je kunt een triode-pentodebuis gebruiken voor zowel V1 als V2, maar het kan moeilijk zijn om een exemplaar te vinden met een pentode met hoge transconductantie. De volgende stap is om V2 op te zetten. Om significant voordeel te bieden, zou Rk2B ten minste de helft van de stroom van V2 moeten dragen. Rk2B zal de grootste vermogenswaarde hebben van alle weerstanden in de Mu Stage. Over vermogenswaarden gesproken, alle weerstanden in deze of andere circuits moeten ten minste 4 keer het vermogen waarvoor ze dissiperen, zijn gewaardeerd.
Schermen, anodeplaten & Ohms
De DC-spanning over Rk2B zal ongeveer de helft van de B+ zijn. We willen de waarde van Rk2B zo kiezen dat V2 conservatief wordt gebruikt, met in gedachten dat V2 niet alleen de stroom door Rk2 verwerkt, maar ook de stroom van V1.
Rk2A stelt de bias van V2 in. Rsc stelt de spanning en stroom van het schermrooster (rooster #2) van V2 in. De waarden van Rk2A, Rk2B en Rsc zijn onderling afhankelijk. Als je een van hen verhoogt of verlaagt, moet je de andere twee ook verhogen of verlagen. In al deze circuits willen we dat de DC-spanning over elke buis ongeveer de helft van de B+ spanning is. Dit zal het resultaat zijn als Rk2A en Rsc correct zijn ingesteld.
De waarde van Rsc moet klein genoeg zijn om voldoende stroom te leveren aan het schermrooster van de pentode, maar niet zo klein dat het scherm te heet wordt. Als je de schermspanning en -stroom weet, kun je het schermvermogen in watt berekenen (watt = volt x ampère). Om de schermspanning te meten, verbind je een DVM van de kathode van V2 naar het scherm. De schermspanning zal aanzienlijk lager zijn dan de plaatspanning. Om de schermstroom te meten, controleer je de DC-spanning over Rsc en gebruik je de Wet van Ohm om de stroom te berekenen. (De schermstroom van de meeste pentodes is ongeveer 23% van de kathodestroom.)
De weerstanden correct kiezen
We moeten ook het plaatvermogen (wattage) van V2 berekenen, wat we kunnen doen als we de plaatspanning en -stroom kennen. De plaatspanning van V2 wordt gemeten van de kathode van V2 naar de plaat. De pentode plaatstroom is de kathodestroom min de schermstroom. In de Mu Stage is de plaatstroom van V2 de stroom van V1 plus de stroom door Rk2 min de schermstroom. Ik raad aan om binnen 25% van de maximale plaat- en schermvermogenswaarden van V2 te blijven.
Csc moet zo gekozen worden dat zijn capacitieve reactantie (Xc) bij 10Hz niet meer dan een tiende van de waarde van Rsc is. De spanningswaarde van Csc moet minstens gelijk zijn aan de B+ spanning, omdat als je B+ omhoog komt voordat de buizen opgewarmd zijn, Csc de volledige B+ spanning zal zien. De waarde van Rg2 moet de maximale kathode-bias waarde zijn die gespecificeerd is door het buizenhandboek voor de pentode die je voor V2 gebruikt - meestal tussen 1-2M.
De waarde van Rp is niet kritisch; deze kan variëren van ongeveer 3k tot enkele tientallen kilo-ohms. Wanneer V1 een laagstroom triode is (zoals de 12AX7, 6SL7, enzovoort), gebruik dan hogere waarden voor Rp. Wanneer V1 een hoger-stroom triode is, zoals de 12AX7, 6DJ8, 6SN7 groep, kun je lage tot hoge waarden voor Rp gebruiken. Bijvoorbeeld, als V1 een 12AX7 of 6SL7 is, kan Rp oplopen tot 33k. Als V1 een 12AU7, 6DJ8 of 6SN7 is, kan Rp variëren van 3k tot 22k.
Idealiter geldt dat hoe hoger de waarde van Rp, hoe hoger de B+ moet zijn. In elk geval is het het beste om de grootste waarde te gebruiken die geen merkbare beperking op de maximale uitgangsspanning veroorzaakt. Een nuttige vuistregel zou zijn om de waarde van Rp te beperken zodat niet meer dan 10% van de totale B+ spanning over Rp valt.
De juiste stroom
Rk1 bepaalt de bias van V1 en daarmee de hoeveelheid stroom door V1. De DC-spanning over Rk1, wat de bias-spanning van V1 is, moet iets groter zijn dan de pieksignaalspanning die V1's ingang zal zien. Dit zal echter waarschijnlijk nooit een probleem zijn. De Mu Stage kan grote signalen goed verwerken.
We kunnen de plaatvermogensdissipatie van V1 berekenen als we de plaatspanning en stroom van V1 weten. De plaatspanning van V1 is natuurlijk de spanning van V1's kathode naar de plaat; deze zou ongeveer de helft van de B+ moeten zijn. (Bij het meten van de plaatspanning van V1, sluit je de digitale voltmeter (DVM) aan van de grond naar de plaat van V1, in plaats van van de kathode naar de plaat. Deze voorzorgsmaatregel voorkomt enige positieve feedback van V1's plaat naar de kathode via de DVM-draden.) Om de stroom door V1 te meten, meet je de DC-spanning over Rk1 en gebruik je de Wet van Ohm om de stroom te berekenen. Ik raad aan om V1 binnen 25% van zijn maximale plaatvermogensdissipatiewaarde te laten werken.
Ingangsimpedantie
Hier zijn enkele algemene richtlijnen om de laagst mogelijke uitgangsimpedantie te bereiken: Hoe lager de plaatweerstand van V1, hoe lager de uitgangsimpedantie. Hoe hoger de transconductantie (gm) van V2, hoe lager de uitgangsimpedantie.
De weerstand Rp beïnvloedt de uitgangsimpedantie. Het verhogen van de waarde van Rp verlaagt de uitgangsimpedantie, en omgekeerd. Let er echter op dat je de waarde van deze weerstand niet zo groot maakt dat het merkbaar de maximale uitgangsspanningsuitslag beperkt.
Hoe groter de stroom door V2, hoe lager de uitgangsimpedantie. Het verlagen van de waarde van Rk2 zal de stroom door V2 verhogen. Om de waarde van Rk2 te verlagen, verlaag je de waarden van Rk2A, Rk2B en Rsc.
Om de uitgangsimpedantie verder te verlagen, kun je Rk1 bypassen met een condensator (Ck1). Dit heeft een minimale invloed op de versterking. Maak Ck1 1 kµF. Een spanningswaarde van 16V is meestal voldoende. Gebruik een hoogwaardige elektrolytische condensator (hoogfrequentie, lage ESR, zoals Panasonic’s HF en HFS elektrolyten, verkrijgbaar bij DigiKey). Het bypassen van Rk1 kan leiden tot een klein verlies in geluidskwaliteit.
Een alternatief voor het bypassen van Rk1 is het elimineren van Rk1 door vaste bias toe te passen op V1's rooster. Om dit te doen, verbind je de kathode van V1 direct met de massa. Plaats een koppelcondensator in serie met de ingang van V1, voor Rg1. Koppel het geaarde uiteinde van Rg1 los en verbind het met een zeer stabiele negatieve spanningsbron van een paar volt, meer of minder, afhankelijk van hoeveel stroom je door V1 wilt hebben. Om de stroom door V1 te meten zonder Rk1, moet je de DC-spanning over Rp meten en de wet van Ohm gebruiken om de stroom door Rp te berekenen, wat de stroom is die door V1 vloeit.
Het verhogen van de stroom door V1 door de waarde van Rk1 te verlagen (en dus de bias-spanning van V1) zal ook de uitgangsimpedantie verlagen.
Een andere manier om de uitgangsimpedantie te verlagen, is door twee identieke triodes parallel te schakelen voor V1. Om twee triodes parallel te schakelen, verbind je de plaat met de plaat, het rooster met het rooster en de kathode met de kathode; daarnaast verlaag je de waarde van Rk1 tot de helft van de waarde voor één triode.
Aangezien V2 alle stroom van V1 krijgt, wordt elke verhoogde stroom door V1 doorgegeven aan V2. Mogelijk moet je de waarden van Rk2a en Rsc verlagen om de spanning over V2 terug te brengen naar wat het was - de helft van de B+.
Elke verhoogde stroom door V1 zal ook de DC-spanningsval over Rp vergroten. De val zal waarschijnlijk niet groot genoeg zijn om van belang te zijn. In het onwaarschijnlijke geval dat dit wel zo is, verlaag je de waarde van Rp dienovereenkomstig.
Rangschikkingsregels
Wanneer je je Mu-fase hebt voltooid, controleer dan of de spanning op de kathode van V2 ongeveer de helft van de B+ is. Kijk ook of je binnen de aanbevolen 25% van de maximale vermogensspecificaties van de buizen bent gebleven.
Al de bovenstaande methoden om de uitgangsimpedantie te verlagen zijn alleen nodig als je een zeer lage uitgangsimpedantie wilt. In de meeste gevallen is het niet nodig om ze allemaal toe te passen; probeer eerst de eenvoudigste.
Een lage uitgangsimpedantie is voordelig, maar het is niet alles. Het is niet nodig om de uitgangsimpedantie veel lager te krijgen dan je toepassing vereist. Zolang V2 een hoog-transconductantie pentode is, zal de uitgangsimpedantie laag genoeg zijn voor de meeste behoeften. In ieder geval moet je goed binnen de specificaties van de buizen blijven.
De uitgangsimpedantie wordt nauwkeuriger gemeten dan berekend, dus gebruik een DVM voor spanningsmetingen en een sinusgolf van 1 kHz. Stel eerst de uitgangsspanning van de schakeling in op net onder 2V zonder belasting. (De belasting van de DVM is verwaarloosbaar.) Noteer precies welke ongehinderde uitgangsspanning je hebt ingesteld. Voor de hoogste nauwkeurigheid, gebruik het bereik dat je DVM in staat stelt om al zijn cijfers te tonen. Als je DVM-bereiken 0,2V, 2V, 20V, 200V, enz. zijn, gebruik dan het bereik van 2V; als ze 0,3V, 3V, 30V, 300V, enz. zijn, gebruik dan het bereik van 3V.
Aansturing van inter-elektrode dingen
Verbind vervolgens een belastingweerstand, zeg 15k, die een maximale vermindering van 10% in de uitgangsspanning veroorzaakt. Noteer precies wat die spanningsmeting is. De universele formule voor het meten van uitgangsimpedantie is:
Elke discussie over de uitgangsimpedantie moet speciale aandacht besteden aan de uitgangscondensator CL. Als een zeer lage uitgangsimpedantie vereist is over het hele audiospectrum, wordt condensator CL een probleem (ongeacht of het een Mu Stage of een ander type trap is). Als een trap een uitgangsimpedantie van enkele honderden ohms of minder heeft, moet CL onredelijk groot (en elektrolytisch) zijn om een dergelijke lage uitgangsimpedantie tot 15 of 20Hz te koppelen. De belangrijkste beperkingen op de uitgangsimpedantie zullen dus de grootte, kosten en kwaliteit van CL zijn. Bovendien kost het laden en ontladen van een dergelijke hoogwaardige condensator via de typische roosterweerstand van de volgende buis veel tijd.
Tenzij je de trap moet gebruiken om een zeer lage impedantie aan te sturen, is het belangrijkste voordeel van een zeer lage uitgangsimpedantie de mogelijkheid om de interelektrodecapaciteiten van de volgende buis of het circuit bij de hoogste frequenties gemakkelijk aan te sturen; hiervoor is geen grote waarde van CL nodig. CL moet zodanig worden gekozen dat de capacitatieve reactantie, Xc, bij 10Hz niet meer dan een tiende van de waarde van de belasting (RL) is. Het zou niet nodig moeten zijn om CL groter dan 3uF te maken, en de meeste lezers zullen zelfs dat niet nodig hebben.
Filtering & Hybrids De B+ voeding naar de schermweerstand Rsc moet goed gefilterd zijn. Een methode die goed werkt, is om een extra RC-filteringstrap af te takken van de voedingsspanning van de plaat van V2 voor de B+ van Rsc. Een voorgestelde waarde voor de RC-filterweerstand is ongeveer 5% van de waarde van Rsc. Een voorgestelde waarde voor de RC-filtercondensator is ongeveer 25% van de filtercondensator van de plaatvoeding van V2. Je kunt ook simpelweg Rsc en de plaat van V2 verbinden met hetzelfde voedingspunt, zolang je maar een goed gefilterde voeding hebt. Hoewel het niet noodzakelijk is om een gereguleerde voeding te gebruiken met de Mu Stage, kun je, als je dat wel doet, Rsc en de plaat van V2 met hetzelfde voedingspunt verbinden (of je kunt de B+ naar Rsc regelen).
Vergeet niet dat de spanningsclassificatie van Csc minstens gelijk moet zijn aan de B+ spanning.
Voordat we Fig. 4 verlaten, wil ik nog toevoegen dat V2 een triode kan zijn als je dat liever hebt, maar dit brengt de beperkingen van Fig. 2 met zich mee, behalve dat een volledig triodeversie van Fig. 4 een lagere uitgangsimpedantie zal hebben dan Fig. 2 vanwege de aparte kathodeweerstand naar de aarde.
Als je geïnteresseerd bent in hybride ontwerpen, kun je een goede hybride drivertrap of lijnversterker bouwen door V2 van Fig. 4 te vervangen door een N-kanaal power MOSFET, zoals in Fig. 5. Naast de voor de hand liggende voordelen van geen scherm- en geen gloeispanningen, biedt een MOSFET ook een nog lagere uitgangsimpedantie.
MOS-zaken
Aangezien MOSFET's een nog hogere versterking hebben dan pentodes, kunnen ze de waarde van weerstand Rp ongelooflijk hoog vermenigvuldigen. Daarom kan een kleinere waarde voor Rp worden gebruikt, meestal een tiende van wat Rp zou zijn met een pentode. Met een MOSFET source follower (SF) raad ik waarden voor Rp aan van 680Ω tot 7,5kΩ, afhankelijk van de stroomwaarden van triode V1. Wederom is de waarde van Rp niet kritisch. De vuistregel is hogere waarden van Rp voor laagstroomtriodes, en lage tot hoge waarden van Rp voor hoogstroomtriodes.
Omdat de meeste MOSFET's enhancement-mode types zijn en niet zelf kunnen worden gebiast, moeten we ze voorzien van een vaste bias. Dit heeft geen enkele negatieve invloed op de prestaties. We willen dat de source-aansluiting van de MOSFET ongeveer halverwege de B+ ligt; daarom moet onze vaste bias ook halverwege de B+ zijn. We kunnen deze bias-spanning verkrijgen met een eenvoudige spanningsdeler van twee weerstanden met gelijke waarde (bijvoorbeeld 220kΩ) in serie. Verbind het ene uiteinde van de spanningsdeler met B+ en het andere uiteinde met aarde, met een condensator van 1-5uF over de onderste weerstand.
De verbinding van de twee weerstanden zal het vaste biaspunt zijn waarop de gate-weerstand Rg2 wordt aangesloten. Deze eenvoudige opstelling heeft uitstekende resultaten opgeleverd. Als je echter geen spanningsdeler wilt, kun je een zenerstring gebruiken als vaste bias-spanningsbron voor Q1. Laat zeners werken op ongeveer 20% van hun maximale stroomwaarde en gebruik een condensator van 10uF om de zenerstring te bypassen. Als je een stereo paar of een push/pull paar Mu Stages bouwt, kan dezelfde spanningsdeler (of zenerstring) voor beide dienen. Er zal geen interactie ontstaan.
MOSFET's zijn niet gevoelig voor de waarde van hun gate-weerstand. Je kunt dus een hoge waarde voor Rg2 gebruiken om de belasting die door V1 wordt gezien te minimaliseren. Je zult merken dat een waarde tot 22MΩ acceptabel is. In dat geval, verlaag de waarde van Cp naar 0,02uF. Blijf binnen 25% van de maximale vermogenswaarde van Q1.
Hoe te Balanceren
Rs1, de source-weerstand van de MOSFET (equivalent aan Rk2 van Fig. 4), zal de grootste vermogenswaarde hebben van alle weerstanden in de hybride Mu Stage. Gebruik een power MOSFET met voldoende hoge spannings- en stroomwaarden en de laagste interelectrodecapaciteit. Een mogelijkheid is type IRF712. Vanwege de interelectrodecapaciteit van power MOSFET's is het het beste om een hoger stroom dual-triode te gebruiken voor V1, waarbij beide triodes parallel zijn geschakeld. Zorg ervoor dat je een koellichaam op de MOSFET gebruikt. Let erop dat de 12V zener moet worden opgenomen om de MOSFET-gate te beschermen. Bij power MOSFET's is het vooral belangrijk om de GS ("gate-stopper") weerstand op te nemen (15k - 33k wordt aanbevolen) en om correcte MOSFET-handling toe te passen.
Het is mogelijk om de kathode (of source) follower van de Mu Stage om te zetten in een White CF of White SF, maar dit vereist veel aanpassingen en zeer zorgvuldige en nauwkeurige afstelling van bepaalde componentwaarden (om nog maar te zwijgen van een extra buis of MOSFET). Daarom raad ik het niet aan. De uitgangsimpedantie van de Mu Stage is al zo laag dat een White CF/SF bijna altijd overbodig zal zijn.
De Mu Stage kan worden aangepast om differentiële gebalanceerde ingangen te hebben (Fig. 6). De Vkk-voeding moet minstens -100VDC zijn en goed gefilterd of gereguleerd; RLC1 moet passend worden gedimensioneerd. De halve B+ spanningsbron moet in staat zijn om de paar milliampère die door V1B nodig zijn, zonder inzakkingen te leveren.
Clippen beperken
Om een Mu Stage met push/pull-uitgangen te verkrijgen, kunnen de meeste faseomvormers worden omgebouwd voor Mu Stage-werking. Eén type dat niet kan worden omgebouwd, is de standaard twee triode differentiële ingang/differentiële uitgang (differentieel I/O) versterker.
De standaard differentiële I/O-versterker werkt correct alleen als de twee plaatweerstanden vast zijn. Als je een differentiële I/O Mu Stage nodig hebt, gebruik dan figuur 7. Vkk moet ten minste -100VDC zijn, goed gefilterd of gereguleerd, en Rk1 moet correct worden gedimensioneerd. De half B+ spanningsbron moet opnieuw in staat zijn om de paar milliampère te leveren die nodig zijn voor V1A en V1B zonder in te zakken. Onderdelen die dezelfde aanduiding hebben, hebben dezelfde waarde.
Figuur 8 is een voorbeeld van een lijnversterker of drivertrap met componentwaarden. B+ kan 300-360V zijn. In dit voorbeeld zijn de stroom- en vermogenswaarden van V2 aanzienlijk hoger dan die van V1. Een dergelijk verschil tussen de twee buizen is mogelijk niet noodzakelijk voor jouw toepassing, maar het is haalbaar met de Mu Stage, wat veel flexibiliteit biedt. Ik had net zo goed slechts één van V1's triodes kunnen gebruiken, en dat deed ik aanvankelijk ook. Maar omdat de andere triode niets deed, besloot ik deze te gebruiken. Met een B+ van 300V was de maximale onvervormde uitgang (zonder belasting) 76V RMS (215V P-P).
Merk op wat het effect is op de uitgangsimpedantie wanneer V2 wordt vervangen door een buis met een hogere transconductantie. Het effect van Ck1 op de uitgangsimpedantie wordt ook weergegeven. Uitgangsimpedanties werden gemeten met 19V zonder belasting en met een belastingweerstand van 10k. Overigens kan het proberen om de uitgangsimpedantie van laagstroomtrappen onder dezelfde omstandigheden te meten, resulteren in clipping wanneer de belastingweerstand wordt toegepast, zelfs als de laagstroomtrap een uitgangsimpedantie heeft die vergelijkbaar is met die in figuur 8. Het is eenvoudig om een laagstroomtrap te maken die een lage uitgangsimpedantie heeft bij lage signaalniveaus, maar het handhaven van een echt lage uitgangsimpedantie bij grote signaalniveaus vereist een hoger stroomcircuit, zoals in figuur 8.
Hoe zoet het is
Condensator Cp in Figuur 4-8 kan 0,1 uF zijn. In Figuur 5 moet Cp echter 0,02 uF zijn als Rg2 22M is. Als je een Mu Stage voor phono-voorversterkers ontwerpt, zorg er dan voor dat je buizen met weinig ruis gebruikt. Deze circuits, net als alle "totempaal"-types waarbij er een aanzienlijke DC-potentiaal tussen de kathodes van V1 en V2 is, vereisen bepaalde voorzorgsmaatregelen voor de gloeidraadvoeding. De ideale opstelling is om V1 en V2 elk hun eigen gloeidraadvoeding te geven. V1's gloeidraadvoeding moet geaard zijn en die van V2 kan zweven. Maar als je beperkt bent tot één gemeenschappelijke gloeidraadvoeding voor zowel V1 als V2, moet je een spanningsdeler gebruiken om de gloeidraadvoeding "op te laden" tot een vierde van de waarde van B+. Dit is noodzakelijk als je een triode-pentode buis gebruikt. Je kunt een bovenste weerstand van 360k en een onderste van 120k gebruiken in de spanningsdeler, met een 1uF-condensator over de onderste weerstand.
Ik heb elk circuit dat in dit artikel wordt beschreven gebouwd en getest. Door de bovenste buis een pentode CF te maken, ontstaat het beste versterkingsstadium dat ik tot nu toe heb gezien. Met een pentode CF (of MOSFET SF) bovenaan is de Mu Stage in staat om de meest constante stroomwerking te produceren, evenals een zeer lage uitgangsimpedantie. Hoewel de Mu Stage vele verschillende vormen kan aannemen, werken ze in wezen allemaal op dezelfde manier.